单片射频微波集成电路技术与设计(单片射频微波集成电路技术与设计 pdf下载)

 

0 引言

宽带微波放大器主要运用于电子监控与对抗、雷达、光纤和仪表系统等宽带通信系统，它们都需要多倍频程的放大器。设计一个相对带宽大于50%的放大器是一项重大挑战[1]。传统的宽带放大器技术包括电抗/电阻性网络结构、并联电阻性反馈结构、平衡结构、分布式结构。

单片微波集成电路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）是一种把有源器件和无源器件制作在同一个半导体基片上的微波电路。在分布式（或行波）放大器中，通过将一定数量的晶体管的输入和输出电容合并进入人工传输线结构之中，解决了宽带匹配晶体管的输入和输出阻抗所面临的问题。这种技术的真正优势在于应用MMIC技术，分布式放大器（Distributed Amplifier，DA）具有简单的电路拓扑，能够获得极宽的工作频带，并且其性能对工艺参数的变化不敏感[2]。

众多文献对分布式放大器的基本原理和设计方法进行了广泛的研究和讨论[3-7]。本文采用分布式电路实现单片宽带放大器。本设计中的人工传输线使用带状电感，放大器的节数最终选为6节。为使放大器稳定和提高人工传输线的截止频率，栅极采用了电阻-电容并联结构。为使低频段扩展至1 MHz，需使用bias tee为漏极提供偏置电压。在栅极和漏极提供低频交流终端以改善低频段的增益平坦度。

场效应晶体管(Field Effect Transistor，FET)分布式放大器的基本结构如图1所示，由4个晶体管、1条栅极线和1条漏极线构成。输入信号沿栅极线传输，在被一个终端负载吸收之前依次激励各个FET。FET跨导放大信号后，将信号传入到漏极线。若栅极线和漏极线的相速度大致相同，则来自每个FET 的信号将在输出端口相加。漏极线上反向端口处的负载终端将吸收掉任何无用的信号。

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整个DA电路的设计主要包括晶体管的选择、节数的选择、栅极线和漏极线的设计。

1.1 晶体管的选择和节数的选择

单个器件的栅宽的确定，主要受放大器的最高工作频率和电路的输出功率两个方面因素的限制。由于宽带放大器设计目标的最高频率达到30 GHz，且所需的输出的功率不大，因此栅宽主要先满足放大器所需达到的最高工作频率，根据：

式中gm为晶体管跨导，由此可以得到小信号增益的理论近似曲线如图2所示。

1.2 栅极线和漏极线的设计

栅极线设计主要考虑人工传输线的截止频率，特征阻抗及其电感值Lg和电容值Cg，它们之间的关系由式(8)和式(9)确定。

把人工传输线的特征阻抗定义为：

同时在Cga上并联一个电阻Rga，提高稳定性的同时提供栅极偏置电压。

漏极线设计时，为了匹配到50 Ω的系统阻抗，每个器件都无法获得最大功率和功率附加效率（Power Added Efficiency，PAE）时的最佳负载阻抗，功率和PAE将会受到限制。通过一个4节DA 的简化等效电路来解释。简化DA的4个器件均有相同的尺寸，都要求器件从漏端看出去有相同的实负载。电流从左到右依次聚集，简化原理图如图3所示。RL是每个晶体管的漏极端口看出去的阻抗。Z0d1、Z0d2、Z0d3、Z0d4分别是由端口1、2、3、4向右看的传输线的特征阻抗。根据等效传输线理论，各端口相应的传输线的特征阻抗应分别为：Z0d1=RL，Z0d2=RL/2，Z0d3=RL/3，Z0d4=RL/4，为方便输出匹配，令Z0d4=50 Ω，则再根据式：

则可以计算出各端口所需要的漏极电感值Ldk。式中Cds为晶体管漏-源电容。

2 电路的优化

通过上述步骤初步设计得到原始电路参数，采用微波仿真软件对电路进行电路拓扑结构仿真。由于晶体管参数的非线性，且考虑到对低频段的增益改善，需要通过最后的优化来达到预设的要求。为改善低频段的增益，本次设计分别在栅极和漏极的终端加入低频交流接地终端ACG1、ACG2、ACG3、ACG4。如图4(a)所示，利用ACG1、ACG2、ACG3、ACG4充分吸收出现在栅极和漏极终端的低频信号，特别是栅极低频信号，使低频段的增益平坦度得到明显改善。有无低频终端的增益仿真结果如图4(b)所示，可以看到有低频终端的曲线比无低频段的曲线有更优的增益平坦度。

最后优化后的原理图如图5所示，漏极偏置电压必须通过一个宽带低阻抗的bias tee提供350 mA的工作电流，C2为100 nF的隔直电容。ACG1、ACG3需分别连接旁路4.7 μF的电容后接地，ACG2、ACG4需要分别连接10 pF和100 nF的电容后接地。

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3 仿真结果与分析

采用Keysight公司的ADS2016仿真软件对GaAsPHEMTMMIC 分布式功率放大器进行仿真。仿真结果表明：在DC-30 GHz的工作频带内，该放大器的稳定性因子k>1且|Δ|<1；在工作频带内，其提供了8.5 dB的增益；功率附加效率PAE最高可达20%；1 dB压缩点为21 dBm，分别如图6(a)、图6(b)、图6(c)、图6(d)所示。20 GHz的参考频率下的增益、输出功率、PAE随输入功率的变化如图6(e)所示。

4 结论

本文讨论了分布式放大器的基本原理和结构，并结合0.25 μm GaAs PHEMT工艺，运用基本理论设计了分布式放大器的原始电路。通过不断地优化，最终设计了一种带宽达到30 GHz的超宽带放大器。仿真结果表明在DC-30 GHz的工作频带内，该放大器无条件稳定，具有(8.5±1) dB的增益；功率附加效率PAE最高可达20%；1 dB压缩点为21 dBm。从仿真结果来看，增益有继续提高的空间，下一步工作将围绕这一点来展开，采用能进一步提高增益的结构来完善设计。

参考文献

[1] BAHL I J.射频与微波晶体管放大器基础[M].鲍景富，译.北京：电子工业出版社，2013.

[2] ROBERTSON I，LUCYSZYN S.单片射频微波集成电路技术与设计[M].文光俊，谢甫珍，李家胤，译.北京：电子工业出版社，2007：158-166.

[3] 焦世龙，陈堂胜，蒋幼泉，等.20 GHz宽带GaAs PHEMT分布式前置放大器[J].电子学报，2007，35(5)：955-958.

[4] 朱思成，田国平，白元亮，等.DC～20 GHz GaAs PHEMT超宽带低噪声放大器[J].半导体技术，2013，38(8)：18-22.

[5] FUJII K.A DC to 22 GHz，2 W high power distributed amplifier using stacked FET topology with gate periphery tapering[C].Radio Frequency Integrated Circuits Symposium.IEEE，2016：270-273.

[6] OLSON S，THOMPSON B，STENGEL B.Distributed amplifier with narrowband amplifier efficiency[C].Microwave Symposium，2007.IEEE/MTT-S International.IEEE，2007：155-158.

[7] NARENDRA K，AIN M F，ANAND L，et al.High efficiency 600-mW PHEMT distributed power amplifier employing drain impedance tapering technique[C].International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology.IEEE，2008：1769-1772.

[8] POZAR D M.微波工程[M].张肇仪，周乐柱，吴德明，等，译.北京：电子工业出版社，2006.

作者信息:

刘雁鹏，魏启迪，章国豪

（广东工业大学 信息工程学院，广东 广州510006)

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