cmos射频集成电路设计(cmos射频集成电路设计 段吉海答案)

 

背景简介

移动手机、无线局域网（WLAN）或无处不在的网络的射频应用需要在自由空间访问无线通信信道来传输和接收信号。 使用无线信道具有减少物理布线的优点，从而提高了连接的易用性和便捷性。 因此，使用毫米波频段是发展无处不在的无线连接技术的一个关键要求。 然而，为了访问信道中的数字数据和信息，有必要使用收发信机。 收发信机从根本上说是一个无线射频前端，它执行高频模拟信号调理，在低频率基带的信息源和信道之间提供双向接口。 图1说明了一般通信系统的这个基本链路结构。 基带处理器可以执行各种控制和数据功能。

无线收发信机

无线收发信机由发射机和接收机组成，由其他电路积木功能模块组成，其中一些可以共享，如天线和锁相环。 然而，由于发射机和接收机电路的功率要求以及对干扰的容忍能力不同，每个功能模块的具体设计可能是不同的。

图2显示了收发信机的一般框图。 发射机，如上面的路径所示，通过数模转换器(DAC)从基带处理器接收输入调制信号，并通过一个或多个混频器混合，滤波和放大操作将载波频率向上转换到所需的值。 功率放大器将输出功率提高到所需的水平，并通过滤波器在通过天线发射之前减少带外的杂散发射功率。 接收机可以通过双工器与发射机共享相同的天线，从而最小化两个信号之间的交互。 然后通过低噪声放大器(LNA)在放大前对接收到的信号进行滤波，以去除混频器的镜像信号，使下变频混频器能够正确地执行变频。 然而，镜像信号的滤波要求取决于接收机的结构。 曾经放弃的直接转换接收器架构不需要这个滤波器，因为它通常是用一个体积庞大的SAW滤波器的形式来实现的。 通过模数转换器(ADC)和解调功能来将下变频转换信号转换成数字形式。 软件无线电技术的最新进展已经建议采用全数字解决方案来取代射频前端； 然而，目前仍然存在各种困难，包括对高频率信号的数字化处理 等。

在毫米波频率下，传统的模拟结构是目前唯一适用的解决方案，因为30GHz及以上频率信号的采样所需的高时钟速度难以达到。 在这种体系结构中，收发信机前端必须在接收和发射路径中执行三项任务：

调制的期望信号的中心频率必须从低频变换为非常高频来进行发射，或从非常高频转换为低频进行接收。位于所需信号信道之外的所有不需要的信号必须要加以抑制，使其不干扰无线通信链路和其他设备的正确操作。为了获得最高可能的性能，必须要调整信号电平。

收发信机前端对调制信号的形状或形式不做任何改变，它们是通过在低频基带中调制和解调过程完成的。 因此，接收机或发射机几乎总是作为一连串操作来实现的，其中每个操作都是这三个频域操作之一：

滤波器，用于抑制所需信道外的信号；放大器，调节信号电平；混频器，改变中心频率；

滤波器需要抑制通带外的信号和频谱分量。 传统的无源滤波器可以使用分立方式如电感和电容器，通过利用石英晶体中的机械共振或在陶瓷材料中使用声波材料来实现。 被动式（无源）L-C梯形滤波器在今天广泛使用，它是在1915年由德国的瓦格纳和美国的坎贝尔发明的。 基本的 过滤器 拓扑结构 如图3所示，是瓦格纳（Wagner）发明的。

在现代集成电路中，也可以采用无源螺旋电感和电容器，但是这种集成电感的低品质因子和小电感值严重限制了它们的实用性。 有源滤波器是可行的，但消耗功率，产生失真和噪声。 近年来，硅微机械（MEMS）滤波器的一些发展值得进一步探索。 目前，为了在毫米波频率上实现滤波器，使用了作为传输线工作的互连线。 传输线以适当的长度取代分立电感和电容器，以产生所需的阻抗。 这种实现是可行的，因为毫米波信号的短波长使得它在芯片上占据很小的面积。 然而，当传输线在导电硅衬底上方制造时，具有较高的损耗。 因此，输电线路设计需要高品质因子衬底材料。

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收发器电路中的放大器执行各种放大功能。 在发射机中，功率放大器位于天线之前，以产生所需的输出功率。 接收机中的第一有源级需要一个低噪声放大器，紧接在天线之后。 在需要时，有中间级放大器来提高发送和接收路径中的信号功率电平。 由于这个原因，中间级放大器通常被实现为可变增益放大器，其增益可以通过外部控制。 所有放大器设计都需要仔细考虑，放大器的增益、线性、输出功率和噪声系数的规格因放大器在收发器中的作用以及放大器在收发器的位置而不同。 此外，线性和效率、增益和噪声系数、增益和带宽以及功耗和增益带宽乘积之间也有一般的设计权衡。 工作频率和增益之间的另一个权衡也是毫米波放大器设计中的一个重要考虑因素。 因此，需要采取两种办法：

选择和优化放大器拓扑以满足最小要求，此外，让在所需应用中的重要参数实现高性能。开发新的电路拓扑，以推动需要权衡的两方面参数到一个更高的性能水平。

当使用先进的CMOS工艺技术时，这两种方法都必须考虑到所遇到的挑战。 低电源电压的先进CMOS工艺阻止了许多具有高压开销的常规电路被使用。 这些传统电路性能良好，但不适合在毫米波频率下的下一代电路中应用。 此外，使用CMOS设计射频放大器是具有挑战性的，因为要求MOSFET在高频下具有高增益的性能。 对于毫米波放大器来说，阻抗匹配线以及路由互连线都对设计的成功起着重要的作用。

最后，混频器是执行变频功能的器件装置。 对于在接收机中使用混频器，有两个输入端口，即RF（射频）和LO（本振）； 所需输出端口是中频（中频）。 在发射机中使用，两个输入端口是IF和LO，而输出端口则是RF端口。 该LO信号由一个锁相环(PLL)产生，该锁相环包括一个电压控制振荡器(VCO)。 对于混频器的设计，所需级数的数量取决于拓扑结构。 在外差收发信机中，需要进行多次频率的变频。 因此，混频器可以与滤波器级联在中间。 如果混频器和滤波器造成了太多的损耗，则可能需要额外的放大器。 具体的混频器实现也取决于设计规格，根据收发器的应用，如放大器的情况。 此外，高毫米波频率的混频器设计需要有效的布局，并辅之以有用的电路技术：

对收发信机的低功耗需求将持续存在，并将需要以牺牲其他过度设计的性能参数为代价来使功耗最小化。在接收机的零IF或低IF结构中，镜像频率问题是通过正交器件对信号的复杂操作来解决的。 否则，将需要滤波器。 在实现这些无源器件时，布局的几何形状应该是有效的，以减少芯片面积的消耗。芯片面积消耗可以通过适当的设计传输线来减少，传输线是混频器使用的所有无源器件的基本组成部分。

混频器的根本目的是降低载波频率，以便进行信号处理。 使用中频放大器在较低的频率比在高频的增益也更容易获得，同时降低了不稳定和振荡的风险。

由于放大器、混频器和其他有源电路需要用到MOSFET器件，因此简要描述千兆赫兹频率（GHz）的MOSFET建模是有用的。 图4显示了一个RF 由一个简单的集总单元网络和一个BSIM组成的N沟道MOSFET的小信号模型

其中BSIM模型是其核心。 BSIM模型描述了MOSFET的直流电流-电压关系，可以表示为众多工艺参数的函数。 除了BSIM模型外，还可以考虑基于反演电荷（inversion charge）的或表面电位模型，如HiSIM或PSP模型。图4中 集总网络进行了简化，只使用终端电阻、CGD、CGS和二极管，来模拟后端金属互连和衬底效应的影响。 这个网络的复杂性通常取决于在DC模型中已经考虑并建模了多少因素。

为了确定这些效应在多大程度上改变了其DC.模型的高频特征，采用了S参数比较的方法。 由于各种因素，包括栅极电阻模型和输出电导模型，可能会产生不一致。 然后，网络中组件的值由与这些方程以及几何和其他设计输入有关的因素确定的。 在有限的条件下，可能需要数值拟合。 图6显示了模型S参数特性与测量的S参数特性的初始对应关系。 然后，可以通过导出与MOSFET的物理布局相对应的适当参数和方程来改进模型精度。 为了允许设计置信度，测量的数据应该介于快速和缓慢模型之间，这代表了工艺波动的影响和限制。

互联网小常识：通过浏览器配置交换机的条件：（1）在用于配置的计算机和被管理的交换机上都已经配置好了IP地址，它们之间能够通过网络进行通信。（2）被管理交换机必须支持HTTP服务，并以启动该服务。（3）在用于管理的计算机中必须安装有支持Java的Web浏览器(4)在用于管理的计算机上，需要下载并安装Java-plugin（5）在被管理的交换机上，需拥有管理权限的用户账号和密码。

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